sexta-feira, 4 de dezembro de 2009

Transmissão em SSB [Conclusão]

Amplificador Linear

Cabe ao amplificador linear a tarefa de fornecer potência ao sinal de SSB gerado pelo excitador de SSB. O amplificador linear tanto pode ser faixa-estreita quanto faixa-larga. A Figura 11 mostra o diagrama em blocos de um amplificador linear faixa-estreita.


Figura 11 - Amplificador linear de três estágios, faixa-estreita.


Os transistores ficam entre circuitos passa-faixa LC, responsáveis pela seletividade e o acoplamento entre os estágios.
O amplificador faixa estreita é apropriado para transmissores de freqüência fixa ou que operem numa faixa de freqüência estreita. Um amplificador é chamado de faixa-estreita se sua faixa de passagem é apenas uma fração de sua freqüência central, ou seja:

Amplificador faixa-estreita: BW/fo >>1.

Se a razão BW/fo for pouco inferior a 1 ou igualou maior que a unidade, então o amplificador será considerado de faixa-larga (Figura 12).




Devido ao uso do misturador, necessita-se de seletividade adequada para suprimir os sinais indesejáveis presentes em sua saída. Quanto maior a freqüência de transmissão, fr, e menor a freqüência intermediária, fi, maior é a seletividade necessária (Figura 13).




Por isso, deve-se escolher a freqüência central do filtro de faixa lateral de forma a reduzir os requisitos de seletividade. Isso é conseguido pela escolha de um filtro cuja freqüência central esteja entre 1,6 MHz e 9 MHz, quando se for transmitir em freqüências superiores a 10 MHz.
Para freqüências inferiores, os filtros de 455 kHz serão adequados.
Uma alternativa diferente, que contorna a necessidade do uso de filtros passa-faixa muito seletivos, é a utilização de duas conversões após a filtragem da faixa lateral (Figura 14).


Figura 14 - O uso de dupla conversão possibilita a obtenção de frequências elevadas a partir da FI de 455 KHz.


Os amplificadores utilizados para amplificar o sinal de SSB devem possuir boa linearidade para que não ocorram distorções que venham a prejudicar a qualidade do sinal e gerar intermodulação, o que poderia causar interferência sobre os canais vizinhos ao da freqüência irradiada. A Figura 15 ilustra a curva característica de transferência e as novas freqüências geradas pela intermodulação entre dois sinais de freqüências próximas.


Figura 15 - Gráficos que relacionam a geração de espúrios com a curva característica de transferência do amplificador.


O amplificador linear é o único que não gera nenhum espúrio. O amplificador que apresenta uma característica quadrática exibe um espectro onde aparecem produtos de intermodulação de 2ª ordem, ou seja, f2 ± f1.
Como esses sinais estão bastante afastados, em freqüência, dos sinais originais, os filtros LC conseguem suprimi-los com relativa facilidade.
Já o amplificador que apresenta uma região cúbica em sua característica de transferência, além de gerar produtos de intermodulação de 2ª ordem como no amplificador quadrático, também gera produtos de intermodulação de 3ª ordem, ou seja, 2f2 - f1 e 2f1 - f2. Esses sinais estão muito próximos em freqüência dos sinais originais, para que possam ser eliminados pelos filtros LC, e causam interferência prejudicial em canais de RF adjacentes ao canal utilizado. Por isso, todo o cuidado deve ser dedicado ao projeto de amplificadores lineares para SSB no sentido de obter-se o máximo de linearidade.
A distorção em amplificadores transistorizados é causada principalmente pela relação não-linear entre a tensão base-emissor e a corrente de coletor. Como a relação entre a corrente de coletor e a corrente de base é bem mais linear que a outra característica, o amplificador excitado em corrente apresenta uma distorção muito menor que o excitado em tensão (Figura 16).




Contudo, se a junção base-emissor receber uma polarização adequada, de tal maneira que o transistor opere sempre na região além do "joelho" da curva, a distorção resultante será bastante reduzida. O circuito que fornece essa tensão de polarização deve possuir baixa resistência interna. Isso é necessário porque o transistor de potência pode necessitar de correntes de base da ordem de centenas de miliampères durante o pico de excitação, contra apenas alguns miliampères no estado de repouso. Além disso, o circuito deve ser sensível à temperatura, para evitar a avalanche térmica do transistor de potência, o que é conseguido pelo emprego de termistores, diodos ou transistores, como sensores de temperatura.
Os cuidados com relação ao aquecimento devem ser os mesmos dedicados aos amplificadores de potência de áudio. Quanto à temperatura, os transistores de potência de RF devem trabalhar mais frios, para que possam melhor suportar um eventual descasamento de impedância com a antena. Daí a necessidade de usar dissipadores de calor de dimensões avantajadas. A Figura 17 mostra um circuito típico de polarização classe AB, muito utilizado em amplificadores lineares.


Figura 17 - Circuito de polarização regulada compensada em temperatura.


É aproveitada a baixa resistência dinâmica de um diodo diretamente polarizado para se obter uma tensão de polarização entre base-emissor praticamente independente da corrente de base.
R3 deve ser capaz de permitir a circulação de uma corrente igual ao valor próximo de IB no pico da modulação. C1 permite uma melhor regulação dinâmica, fornecendo corrente durante surtos momentâneos de demanda. R2 é ajustado para que a corrente de repouso de coletor seja apenas suficiente para evitar distorção excessiva em baixos níveis de potência. XRF1 serve para isolar (para RF) a base, de C1. R1 juntamente com R2 e a resistência ôhmica do choque, atua como um divisor de tensão. A tensão VBE fica em tomo de 0,55 V e a corrente de repouso de coletor por volta de 5% da corrente máxima, o que ocorre somente durante os picos de modulação.
Para se reduzir a distorção em amplificadores lineares também pode ser empregada a realimentação negativa. Como o uso da realimentação negativa alarga a curva de resposta em freqüência, seu uso é indicado em amplificadores faixa-larga.
A Figura 18 mostra o diagrama dos primeiros dois estágios de um amplificador linear cuja potência final é de 20 WPEP.


Figura 18 - Pré-amplificador de RF de dois estágios.


É utilizada realimentação negativa para reduzir a distorção e uniformizar o desempenho do circuito, permitindo um bom controle do ganho obtido em cada estágio. Os resistores Re fornecem realimentação negativa de tensão, enquanto os resistores RE fornecem realimentação negativa de corrente. Os transformadores T1 e T2 casam a impedância entre coletor e base. Os capacitores de 100 pF em paralelo com T1 e T2 sintonizam os mesmos na freqüência central de operação. A largura de faixa excede 1 MHz.
Apesar de ambos os tipos de realimentação reduzirem tanto o ganho quanto a distorção do estágio, seus efeitos sobre as impedâncias de terminação são diversos. RF diminui as impedâncias de entrada e de saída. RE eleva-as (Tabela 1).


Tabela 1


Os capacitores C6 e C10 sintonizam L3 e L5 para a freqüência desejada. Os demais capacitores devem apresentar uma baixa reatância capacitiva para a freqüência do sinal amplificado.


Figura 19 - Desenho simplificado do amplificador com dupla realimentação


Se for desejada a operação em faixa-larga, os capacitores C6 e C10 deverão ser omitidos e os indutores L3, L4 e L5, L6 trocados por transformadores bifilares toroidais de relação de impedâncias 4 : 1 (N = 2 : 1). A Figura 20 mostra a curva de resposta que pode ser obtida, e a Figura 21, o circuito simplificado.


Figura 20 - Curva de resposta de um estágio faixa-larga utilizando degeneração série-paralela.


Figura 21 - Circuito simplificado de um estágio amplificador faixa-larga.


A curva de resposta exibe um corte em baixa freqüência devido à queda de reatância do transformador. Em alta freqüência o corte deve-se principalmente às características do transistor.
Para a curva mostrada o transistor deve ter uma fT de 500 MHz.
A Figura 22 mostra o excitador e o amplificador de potência linear de um transmissor de SSB de 20 W. É utilizada realimentação negativa paralela no estágio excitador e a polarização de base é suprida da forma mostrada na Figura 17. O casamento de impedâncias entre Q1 e Q2 é proporcionado pelo capacitor C6. O indutor L1 sintoniza o coletor de Q1 na freqüência central de transmissão.


Figura 22 - Excitador e amplificador de potência linear classe AB de 20W PEP de saída.


O amplificador de potência Q2 é polarizado em classe AB, da mesma maneira que o estágio excitador. A associação de R8 e C8 ajuda a prevenir oscilações indesejáveis. O capacitor C9 tem a mesma finalidade. L2 sintoniza o coletor de Q2 e a rede formada por C10, L3 e C13 casam a impedância. A rede formada por C14 e L4 atua abaixo da freqüência de ressonância série, que é de 12,1 MHz. Sua finalidade é permitir a sintonia exata do amplificador de potência através do ajuste de L4. Todos os componentes entre L5 e o conector de antena atuam como filtro de harmônicos, sendo que L7 e C17 devem estar sintonizados na freqüência do segundo harmônico, ou seja, 14,4 MHz. O resistor R9 serve para descarregar a eletricidade estática acumulada na linha de transmissão que conecta o transmissor à antena, durante tempestades elétricas.
Os valores em ohms indicado dentro das elipses, no circuito da Figura 22, correspondem às impedâncias nos pontos assinalados. O mesmo é verdadeiro para os valores de potência.
Os choques de 47 µH são microchoques de ferrite, da SONTAG, assim como as formas, ferrites e canecas de blindagens dos indutores de ferrite utilizados nos circuitos das Figuras 10, 18 e 22.
Um transmissor completo de SSB para a faixa de 7,2 MHz pode ser obtido pela conexão dos circuitos das Figuras 10, 18 e 22.

Fonte:
Telecomunicações
Juarez do Nascimento
Makron Books

segunda-feira, 23 de novembro de 2009

Codificação dos semicondutores

Muita gente ainda não tem essa lista que as vezes é muito útil, trata da codificação usada pelos fabricantes de semicondutores.



Fonte: Revista Elektor Brasil

sábado, 14 de novembro de 2009

Transmissão em SSB [Primeira parte]

O termo SSB é a sigla em inglês para "Single SideBand" ou faixa lateral única. Esse termo refere-se à principal característica desse tipo de emissão, que é a de transmitir somente uma das faixas laterais pelo processo de modulação em amplitude com supressão da portadora. De fato, o sistema de modulação em SSB pode ser encarado como um avanço em relação ao sistema AM-DSB/SC e dele se origina. A Figura 1 mostra os espectros dos vários tipos de modulação em amplitude.


Figura 1


Como seria de se esperar, devido à existência de duas faixas laterais, existem dois modos de se emitir um sinal de SSB: em USB (Upper SideBand), faixa lateral superior, ou LSB (Lower SideBand), faixa lateral inferior. Existem basicamente três métodos para a obtenção do SSB: por filtragem, por fase e por segmentação do espectro.
Modernamente, porém, somente o método da filtragem é utilizado, devido à disponibilidade de filtros apropriados para a execução dos circuitos de transmissão.

SSB por Filtragem

Neste método inicialmente se produz um sinal AM-DSB/SC com um modulador balanceado e na seqüência remove-se uma das faixas laterais com o auxílio de um filtro passa-faixa (Figura 2).


Figura 2a

Figura 2b


O funcionamento deste transmissor pode ser descrito como se segue.

Amplificador de áudio: tem a finalidade de adaptar o nível do sinal entregue pelo microfone às necessidades do modulador balanceado. Inclui muitas vezes algum tipo de tratamento do sinal com o objetivo de melhorar a inteligibilidade. Um limitador de picos é quase sempre empregado ou, então, um compressor de nível.

Modulador balanceado: gera o sinal AM-DSB/SC a partir do sinal modulante proveniente do amplificador de áudio e da portadora, oriunda do oscilador do mesmo nome.

Oscilador de portadora: gera um sinal de RF de amplitude e freqüência constantes. Geralmente utiliza um cristal oscilador para melhoria da estabilidade de freqüência.

Filtro de faixa lateral: como o seu nome sugere, sua finalidade é filtrar uma das duas faixas laterais entregues pelo modulador balanceado. Devido à alta seletividade requerida neste ponto do circuito, normalmente não são empregados circuitos LC e sim filtros mecânicos ou a cristal.

Misturador de canal: justamente pela necessidade do uso de filtros especiais para eliminação da faixa lateral indesejada, toma-se imperativo o uso do estágio misturador. Acontece que os filtros de faixa lateral são fabricados em algumas poucas freqüências, e a necessidade da obtenção de inúmeros canais de RF obriga a se dispor de um estágio misturador para obtê-los.

Oscilador de canal: através da escolha apropriada da freqüência deste oscilador é que se consegue obter a freqüência irradiada. Geralmente, como no caso do oscilador de portadora, utilizam-se cristais em sua construção. Contudo, em equipamentos de freqüência variável utilizam-se osciladores LC de alta estabilidade ou sintetizadores de freqüências digitais.

Filtro de canal: é utilizado para filtrar os sinais na saída do misturador do canal, permitindo que apenas um deles tenha acesso ao amplificador linear. Como as necessidades de seletividade são menos severas nesse ponto, utilizam-se circuitos LC na construção desse filtro.

Amplificador linear: serve para amplificar o sinal que será irradiado pela antena. Sua construção exige precauções no tocante à quantidade de distorção introduzida pelo circuito, que deve permanecer a mais baixa possível. Utilizam-se sempre dispositivos polarizados em classe A ou B, sendo proibido o uso de amplificadores classe C.

A maior parte dos estágios que compõem um transmissor de SSB já foi analisada nos capítulos anteriores. Aqui serão abordados o funcionamento, em maior profundidade, do filtro de faixa lateral e do amplificador linear, já que se trata de circuitos específicos para esse tipo de transmissor.

O Filtro de Faixa Lateral

Para cumprir sua finalidade, o filtro de faixa lateral deverá exibir uma curva de resposta semelhante à da Figura 3.


Figura 3


A atenuação final precisa exceder - 40 dB para uma boa supressão da faixa lateral. A ondulação da curva de resposta dentro da região plana não deverá ultrapassar a 3 dB e a largura de faixa a - 3 dB deverá ser inferior a 3 kHz. O fator de forma da curva do filtro, que é a relação entre largura de faixa a - 60 dB e a largura de faixa a - 6 dB, deve ser o menor possível. A freqüência da portadora é aquela em que a curva de resposta do filtro exibe uma atenuação de aproximadamente - 20 dB.

Filtros Mecânicos

A indústria americana iniciou a produção de modelos desse tipo de filtro em 1952 e a indústria japonesa em meados dos anos 60. Sem dúvida, a mais significativa característica desse tipo de filtro é o alto Q dos ressoadores de disco metálico dos quais é feito. Um Q de 10000 é comum neste tipo de ressoador.
Os filtros mecânicos desfrutam de uma excelente característica de estabilidade de freqüência. Isso toma possível fabricá-los com uma faixa passante que vai de algumas centenas de hertz até alguns quilohertz.
A Figura 4 ilustra o modo de operação de um filtro mecânico. A Figura 5 mostra a constituição interna de um filtro com transdutores magneto-estritivos.


Figura 4

Figura 5


Outros filtros utilizam transdutores piezoelétricos. A figura 6 mostra o circuito equivalente elétrico de um filtro mecânico com transdutores magneto-estritivos.


Figura 6


Como observação final, o filtro mecânico é fabricado para freqüências inferiores a 1 MHz e sua perda inserção não ultrapassa 7 dB.
A impedância de terminação é de aproximadamente 50 k ohms para um filtro magneto-estritivo de 455 kHz e sua capacitância de sintonia é de cerca de 120 pF. Filtros com transdutores piezoelétricos requerem uma impedância menor, em tomo de 1 k ohms.

Filtros Piezoelétricos

Um cristal oscilador exibe uma ressonância série, fs, e, numa freqüência ligeiramente maior, uma ressonância paralela, fp, conforme se pode concluir, pelo exame da Figura 7.


Figura 7


Em ambos os casos o fator de qualidade Q é muito elevado, podendo superar 100 mil vezes. O cristal é utilizado como filtro nas imediações da ressonância série. Como a separação pólo-zero, fp – fs, equivale, num cristal em aberto do tipo HC-6U, a cerca de 0,12% de fs, a largura de faixa obtida com o uso de cristais de freqüência inferior a 1,25 MHz será insuficiente para o uso em SSB, havendo a necessidade de aumentar a separação. Isso pode ser conseguido pela conexão de uma indutância externa em série com o cristal, para diminuir fs, ou em paralelo para aumentar fp. A Figura 8 mostra os efeitos causados pelo uso de indutâncias.


Figura 8a

Figura 8b


O uso de indutâncias, contudo, pode originar respostas espúrias. A Figura 8b mostra o aparecimento de uma ressonância paralela abaixo da freqüência de ressonância do braço RLC-série, causada pela colocação de uma indutância externa em paralelo com o cristal.
A Figura 9 mostra um filtro a cristal do tipo meia-treliça.


Figura 9


Esta configuração é utilizada para neutralizar a capacitância Co dos cristais e aumentar a faixa de passagem, que passa a ser igual ao dobro do espaçamento entre fp e fs. Para isso, tanto a separação de freqüências entre pólo e zero quanto à diferença entre as freqüências de ressonância série dos cristais Y1 e Y2 deverão ser de aproximadamente 1,5 kHz, ou seja, fS2 igual a fp1, para uma faixa de passagem de 3 kHz. O valor exato de fp2 pode ser ajustado por meio de C2. Desta forma, haverá o máximo de sinal na saída, e mínimo de atenuação, tanto nas freqüências de ressonância série de ambos os cristais, quanto nas freqüências onde as reatâncias apresentadas pelos cristais tiverem sinais opostos, ou seja, acima de fS1 e abaixo de fS2, acima de fp1 e abaixo de fp2. Nas freqüências onde as reatâncias tiverem os mesmos sinais, haverá atenuação, sendo máxima quando as reatâncias forem exatamente iguais, o que ocorre acima de fp2, no filtro meia-treliça. A atenuação da faixa lateral obtida pela utilização de um filtro meia-treliça de apenas -20 dB. Para conseguir maior atenuação, deve-se utilizar o filtro treliça, mostrado na Figura 9b, que apresenta maior atenuação da faixa lateral indesejada (- 40 dB). Um filtro adequado para SSB deve utilizar seis cristais, sendo quatro na configuração treliça e dois na configuração meia-treliça. A atenuação conseguida para a faixa lateral, dessa maneira, é de aproximadamente - 60 dB.

O Excitador de SSB

A Figura 10 mostra um excitador completo para SSB, cujo funcionamento é analisado a seguir.


Figura 10


Função dos Principais Componentes

D1 e D2 - servem para nivelar os picos do sinal de voz, proveniente do microfone (diodos limitadores).
R4 - regula o nível de modulação.
Q1 e Q2 - modulam a portadora com o sinal de áudio, suprimindo-a na saída, onde aparecem somente as faixas laterais.
R7, R8 e C9 - ajustam o equilíbrio do circuito modulador.
FM1 - filtro mecânico de faixa lateral. Suprime uma das faixas laterais.
Q3 - fornece o ganho de tensão ao sinal de FI.
T2 - sintonizado na FI. Serve de acoplamento ao estágio seguinte.
Q4 e Q5 - converte a freqüência de FI na freqüência desejada de transmissão.
R13 - ajuste de equilíbrio do misturador de canal.
T3 - bobina trifilar.
Q6 - oscilador de portadora.
C18 - ajuste fino da freqüência da portadora.
Q7 - gerador de corrente constante.
Q8 - oscilador de canal.
C22 - ajuste fino da freqüência do oscilador de canal.
Q9 - gerador de corrente constante.
Y1 - cristal de portadora.
Y2 - cristal de canal.

Modulador Balanceado

É composto pelos transistores Q1, Q2 e Q7, mais os potenciômetros R7 e R8 e o trimmer C9. O potenciômetro R7 compensa as diferenças de VBE dos transistores Q1 e Q2. O potenciômetro R8 mais o trimmer C9 ajustam o equilíbrio do modulador, permitindo a eliminação quase completa da portadora. Na verdade é possível obter-se uma atenuação da portadora de aproximadamente - 40 dB em relação ao nível das faixas laterais. O transformador T1 é usado para inverter a fase do sinal de áudio destinado à base de cada transistor.
Os capacitores C3 e C4 desacoplam as bases para o sinal de portadora, já que os transistores moduladores operam em base-comum para esse sinal.
O uso de um gerador de corrente constante, Q7, para acoplar a portadora aos emissores dos transistores moduladores, bem como a seleção adequada dos componentes (no sentido da obtenção do equilíbrio perfeito de todo o circuito), proporciona a melhor condição de funcionamento. T1 tem uma impedância de 10 k ohms no primário e 500 ohms em cada metade do secundário. A corrente de coletor dos transistores é igual a 1mA, exceto para Q7, onde a corrente tem o dobro do valor. O divisor de tensão de base polariza-as ao redor de 3 V. Os transistor são todos BF 494, que possuem uma fT = 250 MHz e ß = 115.
O trimpot R8 é utilizado para o ajuste do equilíbrio do modulador balanceado, permitindo o cancelamento da portadora. A ação de R8 é complementada pelo trimmer C9, que corrige eventuais diferenças de fase entre os sinais presentes em ambos os coletores. Às vezes toma-se necessário conectar C9 ao coletor de Q1, para conseguir-se uma atuação correta.

Misturador de Canal

O funcionamento do misturador de canal é, sobre todos os aspectos, semelhante ao do modulador balanceado, valendo para este estágio os mesmos critérios de seleção rigorosa dos componentes utilizados, visando à obtenção do melhor equilíbrio do circuito a fim de suprimir na saída o sinal do oscilador de canal.
O potenciômetro R13 mais os resistores R14 e R15 formam um divisor de tensão que modifica a polarização da porta dos FETs, fazendo variar sua condutância, proporcionando a compensação das eventuais diferenças de parâmetros dos componentes usados.
O transformador T3 mais o capacitor C16 sintonizam a freqüência desejada, fc + fi ou fc - fi. Para melhor precisão e controle da capacitância distribuída dos enrolamentos, é utilizado um transformador trifilar.
Os capacitores C14 e C15 colocados nas portas dos FETs devem apresentar baixa impedância para a freqüência de conversão e servem para criar uma tensão simétrica entre os terminais do transformador de FI, melhorando o desempenho geral.
Após o misturador de canal, deve ser colocado um filtro suficientemente seletivo para eliminar os produtos indesejados de conversão. Normalmente, são necessários pelo menos dois circuitos ressonantes LC paralelos para a obtenção da seletividade necessária. Aqui isso é conseguido pelos seguintes componentes: C16 em paralelo com a indutância do primário de T3 formam o primeiro filtro passa-faixa de canal. O segundo filtro passa-faixa está localizado no pré-amplificador de RF, mostrado na Figura 18. Os componentes do filtro são L2 e C2. Juntos, os filtros conseguem atenuar pelo menos -40 dB os produtos indesejáveis de conversão.

Fonte:
Telecomunicações
Juarez do Nascimento
Makron Books

quinta-feira, 12 de novembro de 2009

O incrível padre Landell de Moura

Esse é um livro que conta um pouco da vida desse cientista brasileiro pouco conhecido e não reconhecido por seu povo.



domingo, 1 de novembro de 2009

Capacitores com polaridade

Qual é o terminal que funciona como blindagem?

Como o leitor sabe, quando se ligar um capacitor eletrolítico num circuito temos que levar em consideração a sua polaridade. Se um capacitor deste tipo for ligado ao contrario, começa a aquecer acabando por romper ao fim de pouco tempo e ficar completamente inutilizado. Se for submetido a uma tensão muito elevada, o aquecimento é rápido e até poderá explodir. Os capacitores não polarizados podem ser ligados a um circuito com qualquer orientação e só fundirão se forem sujeitos a uma tensão muito superior ao valor inscrito no seu encapsulamento. No entanto, existem capacitores deste tipo que também possuem pseudo-polaridade. Estamos falando dos capacitores, em que as películas metálicas que formam as duas placas, são enroladas formando uma espécie de bobina. Este tipo de construção era muito comum no tempo das válvulas, mas ainda continuam a aparecer à venda no mercado. Normalmente, o terminal da placa exterior esta marcado com uma faixa ou um ponto, mas infelizmente em outros casos não existe qualquer identificação. O terminal da placa exterior deve ser sempre ligado a massa do circuito. Se assim não for, nos circuitos eletrônicos sensíveis (pré-amplificadores, por exemplo) poderá ocorrer ruído, ou mesmo tendência para oscilação. Por exemplo, quando um destes capacitores é utilizado para transferir o sinal para a grade de uma válvula (entrada de alta impedância), o terminal da placa interior do capacitor deve ficar para o lado da grade e o terminal da placa exterior ligado ao anodo da válvula anterior, que possui menor impedância.

O teste

Quando um capacitor não possui qualquer marcação, mas o leitor desconfia que ele é o responsável pelo ruído gerado num circuito de áudio, existe um processo simples para determinar qual e o terminal ligado a placa exterior. Basta aplicar um sinal senoidal, com frequência da ordem de 1 kHz e amplitude pico a pico de dois a três Volts, nos terminais do capacitor, tal como mostra a figura 1.

Figura 1 - Processo para testar um capacitor

Depois, o canal X de um osciloscópio recebe o mesmo sinal da ponta de teste do canal Y que e mantida encostada ao encapsulamento do capacitor. Selecione o modo X-Y e na tela deve aparecer uma elipse mais ou menos achatada. Se a elipse achatar no sentido do eixo Y quando a ponta de teste é afastada do corpo do capacitor (figura 2), o terminal da placa exterior esta ligado ao lado "quente" do sinal senoidal.

Figura 2 - Esquerda: ponta de teste encostada. Direira: ponta de teste afastada

O lado frio é o que está ligado à massa. No caso contrário, isto é, se a elipse aumentar, o terminal da placa exterior está ligado à massa. Para maior garantia, troque a ligação dos terminais do capacitor e repita o teste. Podem existir varias razões para não verificar qualquer alteração na forma da elipse. O capacitor não é do tipo bobinado, a tensão, ou a frequência do sinal é demasiadamente baixa, o canal Y está ajustado para baixa sensibilidade, ou o efeito das suas mãos está interferindo com o teste. Muitas vezes, aplicando na ponta de teste Y um pequeno disco metálico, obtêm-se melhores resultados, porque se aumenta o acoplamento capacitivo. Depois de ter identificado as legações internas dos terminais de um capacitor, não quer dizer que outros capacitores iguais apresentem a mesma ligação. O autor do artigo já detectou inúmeras vezes discrepâncias deste tipo, mesmo para capacitores iguais comprados ao mesmo tempo.

Fonte - Elektor nº35 - Fevereiro de 2005

segunda-feira, 12 de outubro de 2009

Captação de ondas


Antenas e pré-seletores para AM e DRM

Para as experiências iniciais, efetuadas depois de se ter construído um receptor de ondas curtas ou DRM, pode ser suficiente uma antena telescópica ou mesmo um simples fio, mas este artigo mostra como e possível melhorar a recepção.

Na banda de UHF, as ondas de rádio propagam-se segundo a linha de visão, de forma semelhante ao que acontece com a luz. Assim, a recepção de uma estação fica limitada a cerca de 100 km, valor que depende da altura da antena transmissora. Entretanto, as ondas de rádio com frequência inferior a 30 MHz propagam-se de forma completamente diferente, permitindo alcances muito maiores. Mas é claro que os mecanismos complexos da propagação desta gama de frequências também criam problemas especiais, como a dependência da hora do dia, flutuações apreciáveis na intensidade do sinal e desvanecimento.

Radiação e propagação

A propagação das ondas curtas depende em larga medida da existência de camadas de ar na alta atmosfera, que são tornadas ligeiramente condutoras devido à ionização provocada pelo Sol. A colisão das partículas emitidas pelo Sol com as moléculas de ar, principalmente a radiação gama, origina a sua ionização com a consequente criação de elétrons livres. Estas camadas parcialmente condutoras funcionam como uma espécie de espelho, provocando a reflexão das ondas de rádio que possuam uma dada frequência, se incidirem na camada com um ângulo inferior ao chamado "ângulo crítico". Em termos gerais podemos dizer que para grandes ângulos incidentes, as camadas ionosféricas são transparentes não provo cando reflexão dos sinais. Por outro lado, para o mesmo ângulo incidente, se a frequência da onda for aumentada, a onda deixa de ser refletida para a Terra e refrata-se perdendo-se no espaço exterior. O sinal de um transmissor de ondas curtas também pode ser recebido a curta distancia (30 a 100 km conforme a altura da antena) devido a "propagação terrestre". Alem desta distancia o sinal perde-se devido a curvatura da Terra, tornando impossível a comunicação direta. No entanto, os sinais refletidos pelas camadas ionosféricas podem atingir locais da superfície terrestre situados alem de uma distancia mínima, tal como mostra a figura 1.


Figura 1


Entre o limite máximo da recepção direta e o ponto em que a reflexão ionosférica começa a ser possível, existe uma região denominada "distancia de salto, ou zona de silêncio" (skip zone). O ângulo de reflexão necessária para o sinal ser recebido nesta região é demasiadamente grande. É claro que o transmissor também gera energia que incide na camada ionosférica com esse ângulo, mas como ele é superior ao ângulo critico, a onda refrata-se e perde-se no espaço exterior. Poderia ser recebida, por exemplo, na Lua ou em Marte, se ai existissem seres possuidores de um receptor de rádio. Para cada frequência, a distancia de salto (distancia entre o transmissor e o primeiro local da Terra onde a recepção de ondas refletidas e possível) varia com a hora do dia e depende da atividade solar, uma vez que esta influencia fortemente a ionização da alta atmosfera. Por outro lado, os sinais de rádio com frequência mais elevada só podem ser refletidos se incidirem na ionosfera segundo um ângulo menor e neste caso a distancia de salto também é maior. Durante o dia, a distância de salto é da ordem de 200 km para sinais de 6 MHz e da ordem de 1000 km para 15 MHz. Durante a noite, a distância de salto aumenta, uma vez que a ionização da camada ionosférica diminui e para a mesma frequência passa a ser necessário um ângulo de incidência menor. É por esta razão que muitas vezes estamos ouvindo perfeitamente uma dada estação ao anoitecer e de repente ela desaparece, uma vez que a distancia de salto aumentou com a chegada da noite. Se o mesmo programa estiver a ser difundido em outras frequências, como acontece normalmente com a BBC, DW, etc, basta sintonizar o receptor para uma frequência mais baixa para continuar escutando o mesmo programa. Por vezes, a mesma onda de rádio pode chegar ao receptor através de caminhos diferentes (por exemplo, radiação direta e radiação refletida), mas os diferentes percursos originam certo defasamento dos dois sinais, que poderá provocar o aumento do sinal captado, ou o seu enfraquecimento. Principalmente na banda de ondas curtas, é comum observarem-se rápidas flutuações do sinal recebido. O desvanecimento seletivo do sinal e comum nos transmissores de AM (amplitude modulada) originando uma distorção desagradável, devido a perda quase total da portadora que fica na sombra das bandas laterais. o novo sistema de rádio digital (DRM) também e afetado pelo desvanecimento, mas os métodos de modulação e codificação utilizados são particularmente robustos e podem tolerar uma perda parcial dos dados digitais, sem afetar grande mente a qualidade da recepção. Graças à técnica de correção de erros, mesmo a perda total temporária do espectro DRM geralmente não diminui a qualidade da recepção. Não ha dúvida que o sistema DRM veio trazer nova vida a radiodifusão em ondas medias e curtas. A tabela 1 apresenta algumas das estações DRM que já estão funcionando, mas a lista esta constantemente aumentando.


Tabela 1


Um fio comprido

Os transmissores de ondas curtas potentes podem ser recebidos utilizando uma simples antena telescópica, ou um pedaço de fio com comprimento inferior a um metro, mas para receber estações longínquas é necessária uma antena mais elaborada, de preferência situada fora de portas, bem afastada de outros objetos e situada tão alto quanta possível. Em teoria, uma antena de fio cumprido apresenta uma frequência de ressonância igual a um quarto do cumprimento de onda, embora necessite de um bom plano de massa. Na prática, um fio com comprimento da ordem de 10 metros funciona de forma satisfatória. Se o receptor de rádio estiver situado junto a uma janela, ou perto de uma parede exterior, a extremidade do fio da antena pode ser ligado diretamente na entrada do receptor. Nos outros casos, a ligação deve ser feita utilizando cabo coaxial, ligando a blindagem do cabo à terra, tal como mostra a figura 2.



Figura 2


A impedância do cabo pode ser de 50O ou de 75O. No final, a resistência da antena varia com a frequência do sinal recebido originando uma impedância complexa com componentes alternadamente indutivos e capacitivos. Um cabo coaxial que não é excitado com a sua impedância característica transforma a impedância da antena, podendo provocar apreciável perda de sinal. No entanto, a influência na recepção DRM é mínima, porque este sistema suporta variações de 10 dB na intensidade do sinal. As antenas exteriores do tipo fio comprido são normalmente construídas com fio de vários condutores e grande seção, para se obter maior rigidez mecânica (reduzindo a ação do vento) e menores perdas ôhmicas. Um fio sem ou com encapamento, como os que são utilizados na ligação de alto-falantes (seção de 0,75 mm2 a 1,5 mm2) serve perfeitamente. No caso da recepção DRM, pode ser utilizado um fio muito mais fino. Uma antena experimental, que construímos com fio de cobre esmaltado de 0,3 mm de diâmetro, funcionou perfeitamente e tem a vantagem de passar completamente despercebida. Em muitos casos, o nosso receptor pode ser ligado ao sistema de antenas já existente no edifício. Estes sistemas existentes nos prédios modernos fornecem sinais de TV e UHF, bem como sinais de ondas curtas, medias e longas. Normalmente obtem-se melhores resultados com uma antena exterior em vez de interior. Por vezes, a antena exterior já desapareceu, mas na parede ainda existe o respectivo cabo coaxial que poderá ser ligado ao nosso receptor formando uma antena vertical. É claro que neste caso o condutor central do cabo tem de ser interligado com a blindagem. Normalmente o cabo estende-se pela totalidade do edifício até o telhado e, portanto pode formar uma antena mais comprida que um fio esticado horizontalmente. Por vezes, principalmente quando se pretendem receber sinais de frequência elevada (superiores a 15 MHz), esta antena improvisada até fornece melhores resultados que uma antena exterior construída de propósito.

Pré-seleção

As antenas de fio comprido possuem uma grande largura de banda, permitindo a recepção de sinais de AM (amplitude modulada) desde 500 kHz até 22 MHz, de forma relativamente uniforme e sem ser necessário prever qualquer sistema de sintonia da antena. Contudo, a pré-seleção poderá ser necessária se a recepção se degradar devido a frequências imagem. Os receptores super-heteródinos captam sempre duas frequências; a que se pretende ouvir e a frequência imagem, que está afastada da primeira o dobro da FI (frequência intermédia) do receptor. Quando a FI possui o valor usual de 455 kHz, as frequências imagem estão afastadas 910 kHz da frequência que se pretende receber. Entretanto, alguns receptores possuem um misturador comutado, onde o sinal é misturado não só com a frequência fundamental do oscilador local, mas também com todas as frequências harmônicas ímpares, embora com alguma atenuação. Principalmente no caso da recepção de estações de ondas médias potentes, esta mistura pode criar uma grande interferência com efeitos desastrosos. Nestes casos, um estágio pré-seletor pode melhorar muito as coisas. Normalmente, o estágio pré-seletor fica situado entre a antena e a entrada do receptor é sintonizável. Nas lojas comerciais para radioamadores existem vários modelos de pré-seletores, mas o leitor também pode fabricar uma unidade deste tipo.

Sintonizável

O melhor processo para construir um estágio pré-seletor de frequências, é usar um circuito ressonante sintonizável (figura 3).


Figura 3

A bobina é do tipo de núcleo de ar e o diâmetro do fio tem pouca importância. As bobinas pequenas podem ser construídas com fio de cobre esmaltado de 0,3 a 0,7 mm de diâmetro, mas o fio das bobinas maiores deve ser mais grosso para aumentar a estabilidade mecânica. Uma bobina com 20 espiras, núcleo com diâmetro de 8 mm e comprimento de 10 mm possui uma indutância da ordem de 2,5 mH. Em combinação com um condensador variável de 370 pF, esta bobina ressona a aproximadamente 5 MHz. Este circuito pode, portanto ser sintonizado para as frequências da banda de 49 metros e frequências superiores até cerca de 16 MHz. Uma tomada executada na segunda espira, fornece a impedância apropriada para a ligação ao receptor. A antena pode ser ligada ao circuito ressonante por meio de acoplamento indutivo, utilizando uma bobina de apenas duas espiras. Se as duas bobinas poderem ser deslocadas uma em relação à outra, está encontrado o processo para variar o acoplamento, de forma a encontrar o melhor ponto de funcionamento. Um acoplamento cerrado origina maior transferência de sinal, mas o fator Q do circuito ressonante diminui, reduzindo a atenuação da frequência imagem, uma vez que a banda passante é maior. Se for utilizada uma antena curta do tipo chicote ou telesc6pica, o acoplamento indutivo deve ser maior e a antena pode ser ligada diretamente a extremidade quente do circuito ressonante. Note que a extremidade fria é a que esta ligada a massa do circuito. O circuito ressonante da figura 3 possui um fator Q da ordem de 50, valor que fornece uma banda passante com cerca de 120 kHz, quando trabalha com sinais de 6 MHz. Portanto, o condensador variável tem de ser ajustado com muita precisão para o sinal desejado ficar incluído na banda passante. No caso de recepção DRM (rádio digital), o ponto ótimo de sintonia pode ser reconhecido pela máxima amplitude de sinal apresentada pelo software decodificador, mas o atraso no processamento dos dados torna difícil a sintonia. É mais fácil utilizar um sistema de recepção acústica direta, ligando a saída do receptor diretamente a saída "Line" da placa de som do computador que executa a decodificação. Nesta situação, a sintonia pode ser executada em função do ruído máximo produzido nos alto-falantes do PC. Se o estágio pré-seletor for alojado numa caixa própria, as frequências mais importantes podem ser marcadas numa escala em volta do eixo do condensador variável. A figura 4 mostra o mesmo tipo de circuito ressonante com um diodo de capacidade variável (varicap), colocado no lugar do condensador variável da figura 3.


Figura 4


Neste caso é necessário utilizar uma tensão de alimentação estável e bem filtrada, para a recepção não ser degradada pela modulação de fase do sinal da antena. Com um condensador variável normal, a gama de sintonia do circuito ressonante não ultrapassa 1:3. Uma solução para aumentar a gama de sintonia, é utilizar varias bobinas que podem ser selecionadas por meio de um comutador rotativo. Outra solução, muito utilizada pelos radioamadores na banda dos 8 aos 10 metros (3,5 a 29, 7 MHz), onde e necessária uma gama de sintonia de 1:10, é usar um segundo circuito ressonante e acoplar os dois condensadores variáveis. A figura 5 mostra um circuito deste tipo, onde se utiliza um segundo condensador variável e outra bobina com 10 espiras. Embora para cada posição de sintonia existam duas frequências indesejadas, que o circuito não rejeita, elas estão bem afastadas da frequência imagem e não causam problemas. Hoje em dia já não e fácil adquirir bons condensadores variáveis com dielétrico de ar, mas muitas vezes é possível aproveitá-los de um velho receptor de rádio.

Figura 5


Frequência fixa

Uma alternativa aos pré-seletores ajustáveis é utilizar um filtro de frequência fixa, quando apenas se pretende receber uma frequência, como acontece muitas vezes nas ondas médias. Embora a banda passante seja relativamente grande, é possível obter boa seletividade, uma vez que estamos trabalhando com frequências relativamente baixas. A figura 6 mostra um circuito deste tipo, sintonizado para 1296 kHz e que permite melhorar a recepção da BBC ao anoitecer.


Figura 6


Este filtro pode reduzir a interferência provocada pelos múltiplos da frequência do oscilador local na banda de ondas curtas. Para a banda dos 49 metros existe uma solução ainda mais simples, que utiliza um filtro cerâmico SF6, dos que são normalmente utilizados nos estágios de FI (frequência intermediaria) dos receptores de televisão. A figura 7 mostra como intercalar o filtro entre a antena e a entrada de um receptor, de forma que possa estar ligado e desligado quando já não é necessário. A largura de banda de 100 kHz (3 dB), especificada pelo fabricante para o filtro SF6, é demasiadamente pequena, mas no nosso caso é alargada devido à baixa impedância da antena e do receptor. Na prática, as frequências de corte do filtro (6 dB) ficam situadas a 5850 kHz e 6150 kHz. Este filtro pode ser útil para a banda de 49 metros, quando existe interferência provocada por estações potentes da banda de 40 metros. A 7 MHz o filtro provoca uma atenuação da ordem de 40 dB.


Figura 7


Antenas magnéticas

As antenas de fio comprido captam energia das ondas de rádio, tanto do campo magnético como do campo elétrico. Pelo contrario, as antenas curtas (chicote e telesc6picas) captam principalmente energia do campo elétrico e originam um maior nível de interferência, especialmente quando o receptor é utilizado dentro de portas. O acoplamento entre a antena e os aparelhos elétricos e linhas da rede elétrica é principalmente capacitivo. Portanto, a recepção pode ser melhorada se for captada energia da componente magnética da onda de rádio. Em principio, tudo o que é necessário resume-se à utilização de um fio em forma de anel (também denominado antena de quadro), ou uma bobina. Muitas vezes utiliza-se um quadro com uma ou varias espiras de fio. As antenas de quadro sintonizadas são particularmente eficazes, uma vez que garantem um fator Q elevado, Por exemplo, o leitor pode utilizar um tubo de cobre dobrado formando uma circunferência com um metro de diâmetro. No entanto, película de alumínio colada no exterior de uma caixa de papelão de grandes dimensões também fornece bons resultados. Ligando as extremidades do anel condutor a um condensador variável com 500 pF no máximo, obtém-se um circuito ressonante de Q elevado, que fornece ao receptor um sinal muito forte, levando em conta as reduzidas dimensões deste tipo de antena. Tal como mostra a figura 8, o acoplamento com a entrada do receptor deve ser fraco, para evitar o amortecimento excessivo do circuito ressonante.


Figura 8


Uma pequena bobina da ordem de 10 por 10 centímetros fornece o sinal para aplicar na entrada do receptor. Experimentalmente não e difícil determinar o tamanho ideal da bobina de acoplamento e a sua posição em relação ao anel da antena de quadro. Devido ao elevado Q deste tipo de antena, torna-se desnecessária qualquer outra forma de estágio pré-seletor. Um simples fio basta para construir uma antena magnética, mas o fator de qualidade (Q) será baixo, bem como o sinal fornecido ao receptor. Por outro lado, a largura de banda será demasiadamente grande. No caso de falta de espaço, a dimensão da antena pode ser diminuída, construindo-a com duas ou mais espiras de fio isolado. Uma boa solução para evitar a captação da componente elétrica da onda de rádio, é usar uma antena de quadro blindada, que na sua forma mais simples pode ser construída com um pedaço de cabo coaxial. Uma antena deste tipo pode ser facilmente dissimulada numa estante e fornece uma boa relação sinal/ruído. A frequência de ressonância depende do tamanho da antena e da posição do condensador de sintonia. Se o cabo coaxial possuir um comprimento total de 4 metros, a frequência de ressonância estende-se até menos de 6 MHz e a sintonia pode fazer-se com um condensador variável de 500 pF, tal como mostra a figura 9.


Figura 9


O acoplamento com a entrada do receptor é feita através de um transformador de banda larga, onde a impedância do primário deve ser mais elevada que a impedância do cabo que forma o anel. É possível obter bons resultados com 20 espiras de fio esmaltado enroladas num núcleo de ferrite toroidal. Para o circuito ressonante não ser muito amortecido, fato que baixaria o fator Q, o secundário só deve possuir 2 a 4 espiras. O melhor é determinar experimentalmente o número ótimo de espiras. Para receber sinais de ondas médias, há muito tempo que as antenas de ferrite provaram ser muito eficazes. Tal como as antenas de quadro, são muito insensíveis a interferências provocadas por campos elétricos. A figura 10 mostra uma antena de ferrite, seguida de um estágio para efetuar a conversão de impedância.


Figura 10


Utilizando uma barra de ferrite com diâmetro de 10 mm, são necessárias cerca de 70 espiras de fio de Litz, ou fio de cobre esmaltado com 0,3 mm de diâmetro. Se o diâmetro da barra de ferrite for apenas de 8 mm, o número de espiras terá de subir para cerca de 100. A sintonia é feita com o condensador variável de 370 pF e o circuito ressonante desenvolve elevadas tensões de sinal, mesmo no caso de estações longínquas. Por exemplo, o autor que mora em Essen - Alemanha, já tem obtido 50 mV de sinal, quando utiliza uma barra de ferrite com comprimento de 20 cm, para receber a BBC em 1296 kHz. Na entrada do receptor que possui baixa impedância, a amplitude do sinal é ainda de 5 mV, mais do que suficiente para receber rádio digital.

Fonte: Revista Elektor

quinta-feira, 1 de outubro de 2009

Seda no chão

Hilaire Chardonnet (1839-1924) era um estudante de química em Paris quando, em 1865, auxiliou ninguém menos do que Louis Pasteur em um estudo sobre as doenças do bicho-da-seda. Na época, Chardonnet comentou que seria ótimo se a seda pudesse ser substituída por um tecido artificial. "Se isso fosse fácil, meu caro, não estaríamos perdendo tanto tempo com a saúde desses bichinhos", respondeu Pasteur. O rapaz teria esquecido o assunto se, treze anos depois, enquanto revelava filmes em uma sala escura, não tivesse derrubado no chão um vidro com colódio, ingrediente de lacas e vernizes. Não quis interromper a tarefa na hora e quando foi limpar a sujeira o liquido já tinha evaporado. No lugar dele ficaram uns fios sedosos. A partir do acidente, Chardonnet passou seis anos desenvolvendo a seda artificial, que mais tarde chamaria raiom. Só em outubro de 1891, porém, é que convenceu as indústrias a fazer roupas com o tecido sintético.

Fonte: Revista Superinteressante

quinta-feira, 24 de setembro de 2009

Practical Electronic Model Railway Projects

Livro citado por um colega do grupo Nova Eletrônica do yahoo com diversos esquemas interessantes, em inglês.



terça-feira, 15 de setembro de 2009

Nascimento de estrelas na Nebulosa Carina



Após a última manutenção e instalação dos novos equipamentos, o Telescópio Espacial Hubble está revelando novas imagens e mostrando seu poder. Neste zoom, um dos novos instrumentos do Hubble, o Wide Field Camera 3 (WFC3), fixa os olhos em um berçário estelar localizado 7.500 anos-luz na Nebulosa Carina. Através da imagem em luz visível aparece o brilho de estrelas maciças em meio a nuvens de poeira e gás. Na imagem em infravermelho, o pilar empoeirado torna-se praticamente invisível, revelando uma estrela jovem expelindo um jato de matéria, a prova de novas estrelas nascendo.

segunda-feira, 14 de setembro de 2009

Pequeno tutorial para projeto de fontes de alimentação - Traduzido

Trago aqui o texto traduzido do pequeno tutorial para projeto de fontes de alimentação, tradução feita pelo leitor Francisco dos Santos, e que não só eu, mas como muitos leitores do blog, agradecemos por ter feito essa tradução que vai ajudar muitos técnicos e hobistas da eletrônica.

Versão em inglês - Download

Versão traduzida - Download

segunda-feira, 7 de setembro de 2009

48 Lecciones de Radio - Tomo II

Começo aqui a disponibilizar esta coleção de livros do início da década de 1940 voltada ao radioamador. São quatro livros, mas tenho somente os três primeiros, e assim que achar o quarto eu posto para completar a coleção. Como eu comecei pelo Tomo II, que já estava desmontado, o próximo será o Tomo I. Possui muitas informações sobre transmissores e receptores, esquemas elétricos, antenas e muito mais.



terça-feira, 1 de setembro de 2009

Pequeno tutorial para projeto de fontes de alimentação

Trago aqui um texto reproduzido de um databook da National sobre como efetuar o cálculo do transformador, diodos e capacitor de filtro de fontes que usam reguladores fixos do tipo 78XX. Sei que a maioria dos técnicos sabe projetar suas fontes, mas esse texto mostra de forma clara e simples os cálculos utilizados para o projeto e aposto que vai mudar a idéia de muitos sobre fontes, está em inglês, mas não precisa saber inglês para usar os cálculos.
Se o meu inglês não fosse tão ruim eu iria postar o texto traduzido, se algum leitor se prontificar em traduzir eu agradeço e posto no blog. O arquivo está em pdf e tem 207Kb.

Tutorial - Download

quinta-feira, 6 de agosto de 2009

O Transmissor de VHF - FM

Os transmissores de VHF operam quase sempre em FM. A razão para o uso da modulação em frequência em VHF deve-se a maior largura de faixa disponível nas frequências elevadas. Por outro lado, a modulação em frequência e muito suscetível ao desvanecimento seletivo (FADING), comum nas frequências destinadas às faixas de MF e HF (300 kHz A 30 MHz).
Existem diversas maneiras para obter-se um sinal modulado em frequência na faixa de VHF, de acordo com a finalidade do transmissor e o desvio de frequência utilizado. Em transmissores de radiodifusão, devido à utilização de um desvio de frequência relativamente grande, de 75 kHz, não e possível o uso de um oscilador modulado em frequência controlado a cristal. Para se conseguir o desvio necessário, deve-se utilizar um oscilador LC modulado em frequência (Figura 1).
Para manter-se a estabilidade em frequência, é utilizado um elo de controle automático de frequência do tipo PLL, onde a frequência do oscilador LC é comparada com a frequência do oscilador de referência controlado a cristal. Qualquer diferença entre a frequência do oscilador LC e a do oscilador de referência, que não seja causada pela modulação, fará com que o comparador de fase gere uma tensão de controle. Essa tensão é aplicada ao diodo varactor, fazendo variar sua capacitância e corrigindo, dessa maneira, o erro de frequência.
A função da pré-ênfase é manter o índice de modulação independente da frequência do sinal modulador; como se sabe, o índice de modulação é dado pela relação entre o desvio de frequência da portadora e a frequência do sinal modulador. Quando sua frequência aumenta, o índice de modulação diminui. Para que tal não aconteça, basta fazer a amplitude do sinal modulador proporcional a sua frequência. Dessa maneira o índice de modulação e mantido constante em toda a faixa. A pré-ênfase pode ser obtida por um circuito que reforce os sinais de frequência elevada. Em radiodifusão, o reforço começa em aproximadamente 2 kHz e termina em tome de 13 kHz.


Figura 1 - Diagrama em blocos de um transmissor de FM para radiodifusão


Os estágios oscilador, separador e pré-excitador são transistorizados. Isso acontece devido ao nível relativamente baixo de potência desses estágios. Os estágios excitador e amplificador de potência empregam válvulas eletrônicas porque a potência desses estágios e muito elevada para a utilização de transistores.
Os transmissores de FM para radiocomunicações utilizam um esquema de funcionamento diferente do encontrado nos transmissores de radiodifusão. Isso ocorre por dois motivos: o desvio de frequência utilizado é de apenas 5 kHz, o que pode ser facilmente conseguido por um oscilador modulado em frequência controlado a cristal e a potência de saída raramente ultrapassa 70 W.
Por razões que envolvem a estabilidade em frequência e a prevenção contra a ocorrência de oscilações parasitas, utilizam-se, na maior parte dos transmissores, para a faixa de VHF, estágios multiplicadores de frequência. Isso possibilita o uso de uma frequência de oscilação relativamente baixa (Figura 2). No presente caso são usados dois estágios triplicadores de frequência. Por isso, a frequência de transmissão é nove vezes maior que a frequência do cristal.


Figura 2 - Diagrama em blocos de um transmissor de VHF-FM para radiocomunicação


Deve-se salientar que os estágios multiplicadores aumentam também o desvio de frequência na mesma proporção, assim, se o desvio de frequência requerido na saída do transmissor for de 5 kHz, no oscilador o desvio necessário será nove vezes menor, ou seja, 556 Hz, o que é facilmente conseguido com um oscilador a cristal.
Nota-se no diagrama da Figura 2 o uso de um estágio limitador. Sua finalidade e impedir que seja ultrapassado o desvio máximo permitido de 5 kHz. Como o desvio de frequência depende da amplitude do sinal modulador, o desvio máximo deve ser mantido dentro do valor desejado pela limitação da amplitude do sinal modulante. Observe que o estágio limitador está colocado após o circuito de pré-ênfase. Isso é necessário para que não ocorra desvio excessivo nas frequências mais elevadas do sinal modulador.
Outro tipo de circuito utilizado na construção de transmissores de VHF-FM para radiocomunicação emprega um oscilador modulado operando numa frequência relativamente baixa, de, por exemplo, 10,7 MHz, que e posteriormente convertida para a frequência final de transmissão com o auxílio de um misturador (Figura 3). A razão para se usar esse tipo de circuito é a possibilidade que o mesmo oferece para o emprego do mesmo oscilador tanto no transmissor quanto no receptor. Isso representa uma considerável simplificação no projeto de equipamentos transceptores de rádio (um transceptor consiste de um transmissor e um receptor de rádio no mesmo equipamento). Outra vantagem desse tipo de circuito é a facilidade de se construir transceptores para diversas frequências. Um transceptor que utiliza apenas o processo de multiplicação de frequência necessita, para cada frequência diferente, de dois osciladores, um para o transmissor e o outro para o receptor. Isso não ocorre nos transceptores em que a frequência final de transmissão e obtida pelo processo de mistura, pois o mesmo oscilador e utilizado tanto no transmissor quanto no receptor.


Figura 3 - Diagrama em blocos de um transmissor de VHF-FM para radiocomunicação do tipo de heteródito

Transmissor VHF-FM para Radiocomunicação

A Figura 4 mostra o diagrama de um transmissor de VHF-FM para radiocomunicações e, a Figura 5, o diagrama de um amplificador de potência para o circuito da Figura 4. Todo o processamento do sinal de áudio do transmissor e realizado pelo circuito da Figura 6.
O transmissor da Figura 4 utiliza multiplicadores de frequência para a obtenção da frequência final de transmissão, que pode estar entre 144 MHz e 174 MHz. O desvio de frequência, durante a modulação, e igual a +/- 5 kHz.


Figura 4 - Transmissor de VHF-FM para radiocomunicação


O diagrama em blocos desse transmissor é semelhante ao apresentado na Figura 2, existindo, contudo, algumas diferenças: é utilizado um oscilador-dobrador de frequência e um amplificador de potência mais simples, de 30 W de saída, com apenas um transistor, mostrado na Figura 5.

O Oscilador Modulado em Frequência é formado pelo transistor Q2, que oscila na frequência determinada pelo cristal X1. Esta frequência, que é de 27 MHz, para uma frequência de transmissão de 162 MHz, pode ser modificada seja pelo ajuste de L1, seja pela variação da tensão aplicada em D1, que é o diodo varactor encarregado da modulação em frequência.
O varactor D1, recebe uma tensão de polarização inversa proporcionada pelo divisor de tensão formado por R12 e R13, através de R11. Através de C8 e R10' o varactor recebe, também, a tensão modulante proveniente da etapa de áudio do transmissor. A combinação da tensão de polarização com a tensão modulante provoca variações na capacitância do diodo, que, por sua vez, acarretam variações na frequência produzida pelo oscilador. Estas variações correspondem a 1/6 da variação de frequência do sinal na saída do transmissor, uma vez que a frequência transmitida é seis vezes maior do que a frequência do oscilador, devido à utilização de estágios multiplicadores de frequência. O diodo zener D2 e usado para regular a tensão de alimentação do oscilador, evitando variações de frequência causadas pela variação da tensão de alimentação.
A realimentação para iniciar e manter as oscilações é proporcionada pelas capacitâncias base-coletor e base-emissor de Q2. A carga de coletor de Q2 consiste de dois circuitos ressonantes LC paralelos associados em serie. O primeiro, formado por L2/C14, atua como a impedância Z1 de um oscilador Hartley em emissor-comum, equivalendo, portanto, a um indutor. O segundo circuito, LC, e formado pelo primário de T1, em paralelo com C13, estando sintonizados no segundo harmônico do cristal, ou seja, 54 MHz, para uma frequência final de 162 MHz.
O sinal de saída é acoplado ao estágio seguinte, o triplicador de frequência por intermédio do filtro LC-serie C15/L3, sintonizado, também, em 54 MHz. Em paralelo com a base do triplicador Q3 está conectado o filtro LC paralelo C16/L4, sintonizado em 54 MHz, que, juntamente com C18, atua como um filtro rejeita faixa de 27 MHz, necessário para a total eliminação da portadora.

O Triplicador de Frequência é composto pelo transistor Q3, pelo filtro de sintonia dupla formado por L5/C19 e L6/C20, sintonizado em 162 MHz. A multiplicação de frequência é obtida pela operação de Q3 em classe C, o que faz com que a sua corrente de coletor seja rica em harmônicos. O harmônico desejado - neste caso, o terceiro - é selecionado pelo filtro passa-faixa de alta seletividade conectado ao coletor de Q3. Todos os sinais são atenuados - 60 dB, pelo menos, em relação ao sinal desejado. A polarização de base é determinada tanto pelo valor de R17, quanto pelo nível do sinal proveniente do oscilador. Seu valor é escolhido de modo a reforçar a saída do terceiro harmônico, em relação aos outros sinais.
Após o triplicador de frequência, o sinal é amplificado pelos transistores Q4 e Q5, que operam em emissor-comum, em classe B. O transistor Q4 recebe uma pequena polarização inicial através do divisor de tensão R20/R21, tomando mais fácil o ajuste inicial do transmissor, pelo aumento do ganho do amplificador para sinais de pequena intensidade. O sinal amplificado é acoplado à base do estágio seguinte por meio do casador de impedâncias formado por C21, C23 e L7. Em paralelo com a base de Q5 esta conectado XRF4, enrolado sobre uma conta de ferrite de 4 mm de diâmetro externo, tendo a finalidade de estabilizar o amplificador e servir, ao mesmo tempo, de caminho para a corrente continua de base. A potência aplicada à base de Q5 é suficiente para que o mesmo forneça, na saída, cerca de 4 W. Para casar o coletor de Q5 com a linha de 50 ohms, é utilizado o casador de impedâncias formado por C25, L8, C26 e L9. O indutor L9 é utilizado para reduzir a resposta em baixa frequência, além de aumentar a seletividade do circuito, o que reduz o nível de sinais espúrios presentes nas saídas e, conseqüentemente, a possibilidade de interferências.
A alimentação dos dois últimos transistores é filtrada e desacoplada por C22/XRF3 e C24/XRF6. Os capacitores são de disco de cerâmica e sua frequência de auto-ressonância deve ser superior a frequência da portadora do transmissor.
A chave CH-1 permite o funcionamento independente da etapa de áudio e dos estágios oscilador e triplicador de frequência, o que facilita o ajuste inicial do circuito e possibilita que o sinal obtido seja utilizado para a calibração do receptor, quando o transmissor fizer parte de um transceptor de VHF-FM.

Unidade Amplificadora de Potência

A unidade amplificadora de potência é composta por um amplificador de potência classe C, em emissor-comum; um circuito de comutação de antena a diodos; um filtro de harmônicos e um acoplador direcional.


Figura 5 - Amplificador de potência para VHF-FM


O Amplificador de Potência consiste de um transistor MOTOROLA MRF240, capaz de fornecer ate 40 W de saída, a partir de uma excitação de apenas 4 W, tendo, portanto, um ganho de potência igual a 10 dB. Para o casamento de impedâncias entre a entrada do amplificador de potência, que é de 50 ohms, e a base do transistor, é utilizado um casador de impedâncias do tipo "microstrip line", composto pela linha impressa LT1 e pelos capacitores de sintonia C4 e C5. Os capacitores C6 e C7 funcionam como compensadores para a reatância indutiva da base do transistor, fazendo com que a impedância vista pela linha seja uma resistência pura. Para casar o coletor do transistor amplificador de potência com a carga de 50 ohms, é utilizado o mesmo tipo de casador de impedâncias empregado no circuito de base, sendo este composto pela linha impressa LT2 e pelos capacitores C9, C11 e C12. O acoplamento do sinal de entrada e do sinal de saída é efetuado pelos capacitores C1, C2 e C3, para a entrada, e C15, C16 e C17, para a saída. A associação de três capacitores em paralelo, no lugar de um único capacitor de valor equivalente, deve-se Ii necessidade da redução da indutância residual dos capacitores empregados, que são de disco de cerâmica.
Os capacitores empregados na construção do amplificador de potência, principalmente os conectados nas linhas impressas casadoras de impedâncias, e os empregados na linha de alimentação de coletor, são de mica blindada, devido à baixa indutância residual desses componentes.

O Comutador de Antena é composto por diodos PIN do tipo BA243. Esses diodos possuem a propriedade de conduzir correntes alternadas de frequência elevada, devido ao elevado tempo de armazenamento, ts, que apresentam quando diretamente polarizados por uma corrente contínua de algumas dezenas de miliampéres.
Durante a transmissão, o terminal identificado por COMUTAÇÃO recebe uma tensão positiva, fazendo com que os diodos D1 a D4 conduzam. Os diodos D1 e D2 conectam a saída do amplificador de potência com o filtro de harmônicos e, por meio deste, com a antena. Os diodos D3 e D4 conectam o terminal do indutor L6 para a massa, fazendo com que apenas uma pequena fração do sinal gerado pelo transmissor chegue ao terminal Rx, destinado à conexão de um receptor. O capacitor C19, conectado ao extremo oposto de L6, sintoniza sua reatância indutiva, fazendo com que não haja perturbação do indutor sobre o funcionamento do amplificador de potência.
Durante a recepção, é removida a corrente contínua dos diodos, fazendo com que apresentem alta impedância para os sinais captados pela antena, que, desta maneira, atingem o terminal Rx sem nenhuma atenuação. O comutador permite, portanto, que um receptor e um transmissor compartilhem da mesma antena.

O Filtro de Harmônicos é composto por quatro seções de um quarto de onda conectadas em cascata. As primeiras três seções estão colocadas antes do acoplador direcional e a quarta, após o mesmo, diretamente no conector de antena. A primeira parte do filtro inclui uma armadilha para o segundo harmônico, composta pelos componentes L8 e C27, destinada a aumentar a atenuação deste harmônico. O filtro completo assegura uma atenuação de harmônicos superior, em módulo, a - 65 dB.

O Acoplador Direcional é utilizado para a obtenção de uma amostra da potência direta, que é fornecida pela Unidade Amplificadora de Potência, e da potência refletida, que é a potência devolvida por uma antena que não esteja com a sua impedância exatamente igual a do transmissor. Ambas as amostras são convertidas em corrente contínua pelos diodos retificadores, sendo utilizadas para controlar a excitação do amplificador de potência, com a finalidade de manter a potência direta constante e de proteger o transistor amplificador de potência, no caso de descasamento de impedância com a antena. (A Unidade de Controle não esta incluída no circuito.)
O acoplador direcional consiste de três linhas de transmissão impressas, sendo que a central, de 50 ohms, conduz a energia de RF entre o amplificador de potência e a antena. De cada lado da linha central, dispostas paralelamente a mesma, estão duas outras linhas, de 82 ohms, que captam uma amostra do campo eletromagnético gerado pela linha central. O efeito da interação entre o campo elétrico e o campo magnético originados pela linha central sobre as linhas laterais é tal que, na extremidade da linha voltada para a carga, a tensão resultante é nula. Assim sendo, somente haverá tensão retificada pelo diodo D6, caso haja reflexão de energia por parte da antena transmissora. O diodo D5, por sua vez, estará sujeito apenas aos sinais que se propaguem do transmissor em direção a antena.

Projeto

Um transmissor de VHF-FM para radiocomunicação, que utiliza o processo da multiplicação de frequência, utiliza filtros muito seletivos para a obtenção do sinal multiplicado. Normalmente, são utilizados filtros de dupla sintonia após o estágio multiplicador de frequência. Isso é necessário para que se possa obter uma atenuação de pelo menos 60 dB da fundamental e dos harmônicos indesejados. A rejeição da fundamental pode ser aumentada pelo uso de acoplamento capacitivo entre os filtros. Ambos os processos são adotados no circuito analisado, como se pode ver na Figura 4, pela presença do filtro de dupla sintonia L5/C19 e L6/C20, colocado na saída do triplicador. O mesmo procedimento é adotado para filtrar o sinal gerado pelo oscilador modulado, onde a filtragem produzida por T1/C13 é complementada pelos filtros C15/L3 e C16/L4. Deve-se observar, neste ponto, que a filtragem dos sinais gerados pelo estágio multiplicador de frequência necessita ser feita com o máximo de cuidado, porque os estágios localizados após o multiplicador operam, quase sempre, de forma não-linear eo batimento entre os harmônicos que não tenham sido devidamente atenuados, por causa de uma filtragem inadequada, reconstituem a frequência fundamental, provocando o aparecimento de sinais afastados da frequência desejada por um valor igual ao da frequência do cristal oscilador, tomando muito grande a seletividade necessária para a sua eliminação. A falta da filtragem adequada faz com que o sinal irradiado provoque interferências prejudiciais em receptores, como os de televisão, por exemplo.

Áudio

Limitador de Desvio

Num sistema prático de comunicação por rádio, e necessário limitar-se a quantidade de modulação para evitar um desvio excessivo da frequência da portadora, sobre pena de se causar interferência em canais adjacentes. Isso e conseguido pela limitação da amplitude do sinal modulante entregue ao modulador de frequência.
O limitador de desvio consiste num tipo qualquer de ceifador, desde que adequado para os níveis de tensão de entrada e de saída. Um amplificador operando em sobrecarga e geralmente adequado para a finalidade em vista.

Filtro Passa-baixa

Após o estágio limitador, toma-se necessária a utilização de um filtro passa-baixa para eliminar os harmônicos gerados pelo ceifamento dos picos do sinal. A inclinação da curva de resposta do filtro passa-baixa deve ser de -12dB/8º preferencialmente, iniciando o corte numa frequência igual a da maior frequência do sinal modulante.

Circuito de Áudio Completo

A Figura 6 mostra um circuito de áudio adequado para ser utilizado em transmissores de FM para radiocomunicação.


Figura 6 - Circuito de áudio completo de transmissor de FM para radiocomunicação


Ele executa as seguintes funções:

1) Filtro de RF, para eliminar os sinais de RF gerados pelo próprio transmissor e captados pelo cabo de microfone. O capacitor C1 é quem executa a função.

2) Pré-ênfase, executada pelo capacitor C2, em conjunto com os resistores R2, R3 e R4.

3) Limitador é composto pelo amplificador operacional CI-1, que também atua como pré-amplificador. Os resistores R3 e R4 polarizam a entrada não-inversora com metade da tensão VCC. Os resistores R5 e R6 determinam o ganho de tensão. O ceifamento e obtido pela sobrecarga do amplificador, devido a seu elevado ganho de tensão.

4) Filtro passa-baixa é composto por R7 e R8, os capacitores C4 e C5 e o transistor Q1. É um filtro ativo de ganho unitário e apresenta uma inclinação de - 12 dB/8ª.

O resistor R1 é utilizado para alimentar a cápsula de eletreto do microfone. Caso o microfone utilizado não necessite de alimentação, R1 poderá ser eliminado do circuito.
O potenciômetro R9 é utilizado com a finalidade de ajustar o desvio máximo de frequência da portadora.

Fonte:
Telecomunicações
Juarez do Nascimento
Makron Books